软开关串联谐振电容器拓扑因其在较宽的电压范畴内具有均匀充电电流恒定和抗短路才能强的特性而用于对高压电容器充电。但开关频率牢固的串联谐振充电电源的恒流特征因直流母线电压的动摇和高压变压器以及整流单位的散布电容的影响，其充电电流并不是恒流。该文剖析了抱负和实践的串联谐振充电电源的充电电流特征。提出了应用图表法对串联谐振电源停止参数计划和调试，克制了以往高压脉冲电源计划和调试时的自觉性，具有紧张的工程适用代价。 
跟着脉冲功率技能的开展，高压脉冲电源的需求越来越广，且越来越多。在开关频率牢固的状况下，抱负串联谐振充电拓扑因其能在较宽的电压范畴内具有均匀充电电流恒定的特性，且抗负载短路才能强，被普遍用于对高压电容器充电。但实践安装中的串联谐振充电电流并不恒定，重要缘由有：①充电时直流母线电压会发作变革；②变压器存在散布电容；③高压整流器存在极间电容。从而给参数计划和设置装备摆设调试带来了肯定艰难。当前，平日是经过不时地改动谐振参数停止调试，直至找到适宜的谐振参数，调试周期长，形成不用要的人力和财力糜费。大陆外有关散布电容影响的报道少少，文献提到了因为散布电容的影响，充电电流跟着输入电压的降低而减小，但未作深化研讨；文献（Bowles E E, Chapelle S. A high power density, high voltage powersupply for pulsed rada system[C]. The 21th International Power Modulator Symposium, 1994：170-173.）完成了一个串并联谐振CCPS，但未对电路事情特征作详细深化研讨。 
　　
    本文研讨了抱负串联谐振电容器充电电源的电流特征和实践串联谐振电容器充电电源的电流特征，剖析了充电体系中高压变压器和高压整流二极管的寄生参数的影响，应用等值电路来描绘变压器和二极管中庞大的寄生电容，而且能够经过实验来测得，指出因为变压器和二极管寄生电容的存在，使所计划的高压串联谐振充电电源酿成了一个高压串并联谐振充电电源，其充电电流并不恒定。文中对软开关串并联谐振CCPS 停止了体系剖析，得出其固有的一些紧张特征，同时给出了一个具有紧张适用代价的图表，经过这个图表能疾速计划谐振参数，改动以往经过来去改动谐振参数并不时停止实验来计划和调试高压充电电源的方法。文中经过一个25kW 的高压脉冲电源体系作为实例，考证了应用图表法的有用性。 

    抱负串联谐振CCPS 的事情特征 

    高压电容器充电电源的主电路拓扑如图1 所示，变压器变比为n，L 为谐振电感，C1 为谐振电容，TS 为开关周期，T1 为谐振周期，fS 为开关频率，TS>2T1，开关督工作在软开关形态。在一切串联谐振CCPS 中，设Co、Vco 辨别为充电电容和充电电压，均有n2Co>>C1 建立。 

    均匀充电电流为 
    

    由式（1）可知, 当V_in、L、C₁、和f_S 恒定,均匀充电电流恒定，电容器电压呈线性上升，但实践安装中因为变压器和高压整流二极管并不是抱负器件，变压器存在散布电容，高压整流二极管也存在极间电容，开环节制的串联谐振CCPS 的均匀充电电流并不恒定，电压上升曲线并不线性。

    实践的串联谐振CCPS

    高频升压变压器和高压整流二极管的散布电容对充电电流的事情形态影响较大，是不可以被疏忽的。变压器的散布电容较为庞大，在高频高压升压变压器中，为减小变压器体积和漏感，平日应用导磁率较高的铁芯，如超微晶合金资料，变压器原边匝数较少；为淘汰变压器原副边耦合，平日设有屏障绕组；从而能够疏忽原边散布电容、原、副边散布电容的影响。变压器的激磁电抗较大，其影响也能够疏忽。于是实践的串联谐振电容器充电电路可等效于图2 所示电路。能够看出，实践电路酿成了一个串并联谐振充电电路。

    与串联谐振CCPS 差别，串并联谐振CCPS 的谐振历程与输出电压、充电电容电压、串联谐振电感、串联谐振电容、并联谐振电容有关，因此在半个开关周期存在多种事情状况，种种事情状况下又存在差别的事情形式，各个事情形式的谐振频率也不尽雷同，其事情历程绝对于抱负串联谐振CCPS要庞大得多。因为谐振频率和开关频率较高，在一个谐振周期中充电电容电压变革十分小，因而可将一个谐振周期的串并联谐振充电等效成输入电压稳定的串并联谐振充电。设等效至变压器原边的充电电容电压为Vo。依据在一个谐振周期中充电电流的有、无可分为以下3 种状况。

    剖析之前界说如下变量：

    状况1：充电电流在正负谐振周期内均存在，则有如下3 种事情形式。

    形式1： Q₁、Q₃ 导通，v₂（t₀）=Vo，整流二极管D₅、D₇ 导通，谐振电流i >0，充电电流i_o=i，此形式等效电路如图3（a）所示，电压、电流方程为

    当串联谐振电流为0（即t₁ 时辰）时，该形式完毕，可失掉如下表达式：

    形式2：当i（t₁）=0 时，谐振电流开端反向i<0，并经过二极管D₁、D₃ 续流，一切整流二极管处于停止形态，充电电流i_o=0，其等效电路如图3（b）所示，电压、电流方程为

    当v₂（t₂）= -V_o 时，该形式完毕，可失掉如下表达式

    形式3：从v₂（t₂）= -V_o 起，谐振电流i<0，续流二极管D₁、D₃ 仍处于续流导通形态，此阶段v₂（t₂）= -V_o，整流二极管D₆、D₈ 导通，充电电流i_o= -i，其等效电路如图3（c）所示，电流、电压方程为

    当i（t3）=0 时，该形式完毕，有如下表达式

    公式

    电路事情在该状况的临界前提应餍足

    由式（22）和（23）可解得

    因而，餍足状况1 的前提是V_o<V_in/（1+ k）。

    电路稳态事情时有

    均匀充电电流为

    当输入电容电压为零（即输入短路）时，该谐振电路与串联谐振电路事情在输入短路时完整雷同，其谐振电流为巨细为

    从下面的剖析能够看出，V_1N 是一个逾越方程，解出V_1N 是相称艰难的，有须要研讨其充电纪律，找出较为抱负的计划办法。

    由式（2）～（25）能够看出，V _1N+1 只与谐振电容的比值有关，与谐振电容自身巨细调和振电感巨细有关，因此V_1N、V_1N’、Z_1IN’’均为V_in、V_o 和k 的函数。

    故由式（24）和（27）可得如下结论：

    （1）事情在该状况下的前提是V_o<V_in/（k+1）；

    （2）与谐振电容自身巨细调和振电感巨细有关，只与谐振电容的比值有关，且为Vo/Vin 和k 的函数；当k 肯定时，为V_o/V_in 的函数。

    状况2：充电电流在正谐振半个周期内存在，在负谐振周期内充电电流为零，则有如下3 种事情形式。

    形式1： Q₁、Q₃ 导通，v₂（t₀）<V_o，整流二极管均停止，谐振电流i>0，充电电流i_o=0，等效电路如图4（a）所示。

    形式2：当v₂（t₁）=V_o 时，整流二极管D₅、D₇ 导通，i_o=i，其等效电路如图4（b）所示。

    形式3：当谐振电流i（t₂）<0 时，续流二极管D₁、D₃ 导通，整流二极管停止，i_o=0，等效电路如图4（a）所示。

    仿状况1 剖析，可得如下结论：

    （1）事情在该状况下的前提是V_in /（k+1） <V_o<2_Vin/（k+1）；

    （2）是k 和V_o/V_in 的函数，与谐振参数自身巨细有关。

    状况3：充电电流在正负谐振半个周期均为零，则有如下两种事情形式

    形式1：Q₁、Q₃ 导通，v₁（t₀）=V_1N，v₂（t₀）=V_2N<V_o，其等效事情电路如图5 所示。
  
    形式2：当i（t₁）=0 时，进入该形式，半个谐振周期后完毕，等效电路如图5 所示。

    仿状况1 剖析，可得如下结论：

    事情在该状况下的前提是V_o>2V_in/（k+1），充电电流为零。

    依据下面3 种状况得剖析，可失掉串并联谐振CCPS 具有如下性子：

    （1）k 肯定时，随V_o/V_in 的变革干系雷同；

    （2）充电电压最高可到达2V_in/（k+1） 。

    依据下面的性子，经过仿真能够失掉差别k 值状况下的 随V_o/V_in 的变革曲线，如图6 所示，该图可用于谐振参数计划和调试。曲线从上到下k值顺次为：0；0.02；0.05；0.1；0.2；0.3；0.4；0.5；0.6；0.7；0.8；0.9；1.0；2.0；3.0；4.0；6.0；8.0；19.0。

    由图6 可得如下结论：

    （1）开环节制的串并联谐振CCPS，其充电电流跟着输入电压的降低而减小，均匀充电电流不恒定；

    （2）V_o/V_in 雷同时，跟着k 变大，其越小，要进步高电压时的充电电流，就必须减小k 值；

    （3）k 雷同时，[IMG]/uploadpic/THESIS/2008/2/2008022916273426245D.jpg[/IMG随V_o/V_in 的增大而减小；

    （4）最高输入电压为2V_in/（k+1），当k>1 时，输入电压不可以到达输出电压。

    计划实例及实行

    依据图6 可便当地停止谐振参数计划和设置装备摆设调试。

    计划请求：充电电容为2560μF，输出电压为380V±10%，充电电压为0～25kV 可调，充电电流恒定为1A。

    依据输出电压和输入电压，选择变压器变比n=60。为使整个充电历程均匀充电电流恒定，充电至25kV 时充电电流仍能到达1A，因而，必需应用闭环节制。闭环计划的准绳是：在所容许的最高开关频率下，在最高输入电压时均匀充电电流仍能到达所请求的恒定充电电流值。测得变压器及整流二极管折算至原边的等效散布电容为0.155μF，变压器漏感3μH，最高开关周期定为60μs，调频范畴为11.8kHz～16.7kHz，谐振参数计划步调如下：

    （1）由式（1）计划抱负串联谐振CCPS 下T_S=2T₁所需谐振电容，得C₁=0.9μF。

    （2）盘算最大V_o/V_in 下充电电流巨细，V_o/Vin=0.9, k=0.17，查图6 可得，此时充电电流为0.44A。

    （3）调解谐振电容，选择C₁=1.55μF，则k=0.1，可算得最大V_o/V_in 下充电电流为1.09A，餍足请求。由此可算得谐振电感L=14.7μH，思索线路压降和确保电路事情在软开关形态，恰当减小谐振电感，取L=13.2μH（含变压器漏感）。

    依据下面所计划的谐振参数停止了实行，实行波形如图7 所示。能够看出，为坚持充电电流恒定，跟着输入电压的降低，开关频率变高，实测充电电压为23kV 时变更器服从为92.7%。实行标明，所计划的谐振参数完整餍足计划请求，该安装已用于神光III 动力体系。

    结论

    剖析了在串联谐振电容器充电电源中变压器散布电容和高压整流二极管极间电容的影响，得出了散布电容与谐振电容比值雷同时，充电电流特征雷同的结论；提出了应用图表法停止谐振参数计划和调试，并给出了该图表，经过实例计划和实行停止了考证。

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